Spannungsregelung: Seriell oder Parallel?

Am Anfang steht der Spannungsteiler. Er begegnet uns auf dieser Seite ständig! Legt man die Spannung U1 an, dann fließt ein Strom I = U1 / (R1 + R2). Die Spannung U2 stellt sich ein als U2 = U1 ⋅ R2  /  (R1 + R2). U2 ist immer kleiner als U1 und kann mit einem Spannungsmesser gemessen werden. Es ist logisch, dass Spannungsschwankungen von U1 sich im Betrag verkleinert in U2 wiederfinden, weil die obige Gleichung für U2 auch hier gilt: ΔU2 = ΔU1 ⋅ R2  /  (R1 + R2). Man kann also von einem Teilungsverhältnis sprechen: v = R2  /  (R1 + R2), immer < 1. Nun baut man Spannungsteiler nicht ohne Grund auf, sie sollen immer einen Rechenzweck darstellen, eine Multiplikation der Spannung U1 mit einem Faktor v < 1. Oder die Division U2 /v, um den höheren Wert U1 zu berechnen.

Nun kommt der böse Strom–Verbraucher hinzu. Dieser stört die Spannung U1, näheres entnimmt man dieser Seite. Mit dem Voltmeter wird man jetzt eine Spannung messen, die niedriger als im unbelasteten Fall ist. Schwankt die Stromaufnahme des Verbrauchers, dann schwankt auch die Spannung U2 durch den Spannungsabfall an R1 ⋅ ΔU2 = ΔIv ⋅ R1.

Die serielle Regelung (auch Reihenregelung genannt) kann diese Schwankungen beseitigen. Stellen wir uns vor, man macht den Widerstand R1 variabel als Potentiometer und misst U2 mit einem Voltmeter, dann kann man bei konstantem Iv den Wert von R1 solange verringern, bis U2 sich auf den gewünschten Wert einstellt. R2 hat dann keine Funktion, man kann ihn herausnehmen. Ist der Verbraucher ein "braver" Verbraucher mit einem konstanten Lastverhalten (z. B. ein kleines Lämpchen), dann kann man U2 in der Tat mit diesem Potentiometer einstellen. "Zappelt" aber unser Verbraucher, dann werden wir U2 nicht mit einem Messgerät stabil einstellen können. Wir benötigen also die Hilfe einer elektronischen Schaltung, die unser Messgerät ersetzt und R1 zu einem sehr schnell variierenden Widerstand umformt. Ein serieller Regler V1, der U2 konstant hält. V1 liegt in Reihe mit dem Verbraucher. V1 muss aber irgendwie Zugang zur Masse haben, um die Spannung messen zu können.

Nun kann man alternativ auch R2 variabel machen. Das ist dann eine parallele Schaltung weil R2 parallel zum Verbraucher liegt. Im Englischen heißt so etwas Shunt, was auch im Deutschen häufig benutzt wird. Steigt der Strombedarf des Verbrauchers an, so muss man R2 vergrößern, sinkt er, dann muss R2 kleiner werden. Die Bedingung ist, dass die Formel für den Gesamtstrom Ig durch R1 erfüllt bleiben muss, Ig muss konstant bleiben, solange die Störungen durch den Verbraucher verursacht werden.  V2 "sagt" zum Verbraucher: Entweder Du oder ich, zusammen sind wir konstant stark! Wichtig für die parallele Regelung ist der Widerstand R1, ohne diesen funktioniert es nicht!

Im folgenden wird häufig der Begriff der Referenzspannung Vref benutzt. Eine Referenzspannung sollte fest stehen und unbeeinflusst von Umwelteinflüssen bleiben. Umwelteinflüsse können Spannungsschwankungen der Speisespannung U1 sowie Temperaturschwankungen der Umgebung und/oder des Elements sein, das die Referenzspannung liefert. Man muss also physikalische Effekte benutzen, die das erlauben. Im Bild links ist die Urmutter der Stabilisierung gezeigt, wie sie zu Röhrenzeiten verfügbar war: Eine Glimmlampe, deren Durchbruchsspannung relativ unabhängig vom Durchflussstrom ist (s. Kennlinie in diesem Artikel). Diese Spannung liegt für heutige Elektronikbegriffe hoch, so bei 60 V. Und U1 muss dann noch wesentlich höher liegen. Mit der Entwicklung der Halbleitertechnik konnte man den von Hrn. Zener vorausgesagten Zener–Effekt benutzen: Eine in Sperrschicht betriebene Diode mit einer speziellen pn–Schicht und mit einer definierten Durchbruchsspannung, die wiederum ziemlich unabhängig vom Durchlassstrom bleibt: das Bild in der Mitte. Diese Dioden gibt es mit festen Durchbruchsspannungen in einem weiten Bereich (1,5 V bis über 100 V). Heute werden diese Dioden Z–Dioden genannt. Die Konstanz der Spannung lässt sich erhöhen, in dem man statt des Widerstands die Speisung mit einer Konstantstromquelle betreibt. Statt der Sperrschicht mit dem Zener–Effekt werden in modernen ICs ausschließlich Bandabstands–Elemente (band gap) benutzt. Grund: Die Z–Dioden haben die besten Eigenschaften im Bereich von 5 V – 6V, die Band–Gap–Elemente liefern eine konstante Spannung von theoretisch 1,205 V, die im IC schon auf eine höhere Spannung gesetzt wird.

Prinzip eines Spannungsreglers: Links ist ein Spannungsfolger gezeigt: Der nichtinvertierende Eingang des OPs wird von einer festen Referenzspannung geführt. Der Transistor am Ausgang des OPs wird aufgesteuert, bis die Emitterspannung genau der Referenzspannung entspricht, denn bei einem OP gilt U+ – U– = 0!. Der Transistor ist notwendig, wenn der Ausgang stärker als wenige mA belastet wird. Die Kollektorspannung des Transistors und damit die eigentliche Stromversorgung des Verbrauchers kann über eine getrennte Spannungsversorgung, die z. B. niedriger sein kann, vorgenommen werden, oder aber mit der Spannungsversorgung des OPs und des Referenzzweigs zusammengelegt werden. Aus dieser Grundschaltung wurden die sehr populären Festspannungsregler der Reihe 78xx entwickelt: Die Ausgangsspannung wird über einen Spannungsteiler zurückgeführt, über R2 stellt sich genau die Spannung Vref ein, und durch geeignete Auslegung von R1 kann man die 5, 6, 8, 12, ... Volt der Reihe bei der Fertigung des ICs genau einstellen. (Die Zeichnung ist nur ein Prinzipbild, die reale interne Schaltung ist weitaus aufwändiger!)

Nun wird die obige Prinzipschaltung leicht abgeändert: Der interne Spannungsteiler entfällt und der Minus-Anschluss des OPs wird auf den Ausgang gelegt. Der Regler "lebt" jetzt vom Spannungsabfall Uw über sich selbst. Nur der Außenanschluss der Referenzspannung ist nach außen geführt. Während die Regler der 78xx–er Reihe auch ohne Last wegen des internen Spannungsteilers eine stabile Ausgangsspannung zeigen, muss der Ausgang hier mit dem Ref–Anschluss über einen Widerstand verbunden sein, damit am Ausgang Strom abgenommen wird und ein Spannungsabfall am Regler entsteht. Im LM317 ist eine hoch-stabile Band–Gap–Referenz mit 1,25 V eingebaut. Im Prinzip ist der LM317 ein Festspannungsregler für 1,25 V zwischen Ausgang und Ref–Anschluss!

Die minimale Arbeitsumgebung. Diese Kopien aus Datenblättern von Vishay und ST zeigen, dass diese von der über dem IC liegenden Spannung und dem abgerufenen Strom liegen. Links sieht man, dass der Spannungsabfall, der Voltage–Drop, vom abgerufenen Strom und der IC–Temperatur abhängt. In der Mitte sieht man den minimalen Strom für einen vorhandenen Drop. Man sieht, dass für einen moderaten Drop von z. B. 10 V ein LM317T schon mit 2 mA zufrieden sein sollte, während ein LM317L dasselbe bei nur 1 mA leisten soll. Aus dem linken Diagramm kann man entnehmen, dass der minimale Drop für 10 mA dabei bei 25 °C weniger als 1,5 V beträgt.

Ein paar Messungen an realen LM317T und LM317L Die Versorgung der Messschaltung bestand aus einem Trafo 12 V, 400 mA und einem Brückengleichrichter. Das ergibt eine positive Halbwelle mit einem Scheitelwert von ca. 18 V. Auf den Glättungselko wurde bewusst verzichtet, um das Hochfahren des Reglers sehen zu können.

Nur der R1 ist vorhanden, der Ref–Anschluss liegt dann auf Masse.  Man sieht, dass mit ansteigender Spannung die Ausgangsspannung (gelb) mit einem Nachlauf startet. Liegen über dem Reglereingang ca. 2,5 V bezogen auf Masse an, dann zündet die Regelung und hält die Ausgangsspannung konstant über fast die gesamte Halbwelle, um am Ende wieder abzusinken. Uw durchläuft den Bereich von 1,25 V bis 16,75 V, die Stabilisierung ist gut. In den Tabellen des Datenblatts werden für Uw min. 3 V angegeben. Das scheint eine Angabe für die sichere Seite zu sein, denn hier kann man als Differenz, rot eingezeichnet, 1,25 V sehen. Ab dieser Spannung arbeitet die Regelung bei Minimalbelastung gut. Für Details über Uw und dessen Abhängigkeit vom gezogenen Strom und der Chiptemperatur siehe Fig. 8 oben.

In den Datenblättern wird eine Mindeststrombelastung angegeben, auf den ersten Blick entnimmt man typ. 3,5 mA, max. 10 mA. Aber siehe Fig. 10 oben: Das gilt für den "worst case", die maximale Uw. Soll dabei die Minimalbelastung durch R1 hergestellt werden, dann sollte dessen Wert maximal 330R betragen (1,25 V / 3,5 mA). Zum Testen wurde über ein 2k5–Poti dieser Wert erhöht. Unterschreitet man eine bestimmte Stromstärke, dann wölbt sich die Ausgangsspannung auf, die Stabilisierung arbeitet nicht mehr. Dieser Effekt ist beim großen ...T–Typ deutlicher als beim kleinen L–Typ. Für Uw = 16,75 V ergab sich für R1max beim T–Typ 600R (= 2 mA), beim L–Typ 1k4 (= 0,8 mA). Genau dieses ergibt sich aus den Diagrammen Fig. 10 und Fig. 5) oben.

Aber was nutzt ein Spannungsregler für nur 1,25 V? Die Lösung für höhere Spannungen als 1,25 V: der Regler wird in (oder auf) den Fahrstuhl R2 gestellt Zwischen dem Ausgang und Ref steht eine stabile Spannung von 1V25 und diese Spannung prägt auf R1 einen konstanten Strom. An Ref muss dieser Strom weiter nach Masse fließen und erzeugt an R2 einen Spannungsabfall  U2 = R2 ⋅ I. Dadurch kann man der Regler auf jedes positive Niveau innerhalb der gegeben Grenzen des LM317 anheben. Der Regler fängt an zu schweben, oder besser, er steht auf einer Stange. Bei genauer Betrachtung muss man noch den Ausgangsstrom an Ref berücksichtigen, er kann bis zu 100 µA betragen. Da aber der Strom durch R1 i. d. R. größer ist, kann dieser Störeinfluss vernachlässigt werden. Zur Auslegung: Man muss als erstes die maximale Leistung am Ausgang in Spannung und Strom bestimmen. Aus der Stromstärke kann man aus der Kennlinie Fig. 8 den zu erwartenden Spannungsabfall (Voltage Drop) ablesen. Dieser sinkt mit steigender Temperatur, man wählt also den Wert für z. B. 0 °C. Nun kennt man die Erfordernisse für die Gleichspannungsversorgung. Liegt eine Versorgung durch ein Netzteil vor, so kann man den Strom durch den Spannungsteiler auf 3,2 mA einstellen durch R1 = 390 Ω  ( = 390R) oder gar auf ca. 5 mA mit R1 = 220R.. Wird aber eine Batteriespeisung benutzt, will man i. d. R mit dem Strom geizen. Liegt am Regler ständig ein Verbraucher und zieht dieser mindestens 2 mA, dann kann man den Spannungsteiler R1, R2 auf z. B. 1 mA durch R1 = 1k2 einstellen. R2 als Einstell-Poti? Sollte man nur in Ausnahmefälle einsetzen, weil langfristig wegen Kontaktkorrossion problematisch. Vielmehr kann man R1 oder R2 stückeln, durch Reihen– oder Parallelschaltung zweier Widerstände. So könnte man im obigen Beispiel für R2 = 2k2 + 150R = 2k35 eine Reihenschaltung vornehmen oder 2 x 4k7 parallel schalten und käme näher an die Benennungsspannung 12 V heran. Grund: Mein Widerstandsvorrat liegt in E12er–Stufen vor. Aber eine exakte Spannungseinstellung lässt sich nicht errechnen: Die Nennspannung von 1,25 V darf um ±0,05V abweichen, also zwischen 1,2 V und 1,3 V liegen und die Widerstände haben i. d. R. eine Toleranz von ±1%. Wer's denn nun, für welche Zwecke auch immer, ganz genau haben will, muss also R2 stückeln in einen Festwiderstandswert und ein Poti. Beispiel: Es sollen exakt 12,00 V abgegeben werden. Man wählt R1 mit 390 R, was einen Strom von 3,1 mA bis 3,3,mA einstellt. An R2 müssen abfallen (12 V – 1,25 V) = 10,75 V. R2gesamt berechnet sich dann durch R2 = 10V75 / 0,0032A = 3k359. Man könnte jetzt einen Festwiderstand 3k3 + Poti 100R in Reihe schalten und dann je nach Bauteiletoleranzen knapp daneben liegen, oder die Werte mit 2k7 + 1k nehmen, was den gültigen Wert mit Sicherheit einstellen lässt, aber etwas fummeliger im Abgleich sein wird, ggf. sogar ein Präzisionspoti erfordert.

Hier die Hardware: Links ein LM317T im TO 220 Gehäuse von ST mit epischer Beschriftung und in der Mitte ein chinesisches Produkt mit einer anderen Bezeichnung. Es kommt vor, dass Firmen die ersten Buchstaben durch eigene Wahl ersetzen, entscheidend ist die Nummer 317. Rechts davon sehen wir den kleinen Bruder, den LM317L, wie die korrekte Bezeichnung lautet. Auf dem rechten Bild ist ein geöffneter LM317T, der einen fehlerhaften Einbau nicht überlebt hat und sich deshalb öffnen lassen musste. Der Siliziumschip ist relativ groß, Die technischen Daten beider ICs sind fast identisch bis auf den zulässigen Ausgangsstrom, die damit verbundene zulässige Verlustleistung und den Mindeststrom bzw. Mindestspannungsabfall: Der große T–Typ liefert bei unter (Vin – Vout) <= 15 V bis zu 2,2 A, mit steigender Spannung geht diese zurück bis auf 0,4 A. Der große will mindestens 2 mA haben, der kleine kommt mit 1 mA zurecht. Der kleine kann bis 200 mA liefern, was auch mit steigender Spannung über dem IC erheblich abnimmt . Beide ICs sind kurzschlussfest, ein länger-dauernder Kurzschluss kann die ICs so erhitzen, dass sie Schaden nehmen.könnten, obwohl sie eine thermische Sicherung haben, die den Strom begrenzt. Man sollte diese SOA (Safe Operation Area) nicht unbedingt ausnutzen, Elektronik, an der man sich die Finger verbrennt, ist nicht ganz richtig ausgelegt. Aber, lt. Spezifikation sind die Regler unkaputtbar. Es sei denn, sie werden verkehrt beschaltet oder eingelötet. Die zulässige Spannungsdifferenz zwischen Vin und Vout beträgt 37 V. Bei den TO220-Gehäusen liegt die Ausgangsspannung auf dem Gehäuse. Bei der Nutzung von Kühlkörpern muss ggf. mit Isolierplättchen gearbeitet werden. Der Ref–Anschluss wird von manchen Herstellern auch Adjust–Anschluss genannt.

Hier nun eine Schaltung aus einem Datenblatt und Kommentare dazu. Die gelb unterlegten Element sind hinzugekommen. C1 dient der Glättung eventueller Spannungsspitzen auf der Eingangsspannung. Bei Batteriespeisung kann dieser entfallen. C2 puffert die Spannung über R2 und ist nur erforderlich, wenn die Stromabnahme durch den Verbraucher extrem schwankt. D2 schützt den Vref Eingang für den Fall des Kurzschlusses am Ausgang, bei dem Vref kurzzeitig über Vout liegen könnte. Normalerweise können C2 und D2 entfallen. C3 reduziert den schon sehr geringen dynamischen Innenwiderstand des Reglers, hier werden Tantal–Elkos empfohlen. Kann entfallen. D1 schützt den Regler durch Verpolung, falls an Vout Spannungen auftreten können, die größer als Vin sind. Diese können auftreten, wenn im Verbraucher induktive Lasten geschaltet werden, z. B. ein Motor, ein Relais, oder was auch sonst. Man sieht, dass durch R1 = 240R der Strom durch den Spannungsteiler auf 5 mA eingestellt ist. Mit dem Poti R2 = 5K ergibt sich dann ein möglicher Spannungshub von 1V25 auf 25V am Ausgang. Aktuell lieferbare Potis werden angeboten als 4k7, deshalb wird man die 25 V damit nicht erreichen.

Hier ein Vorschlag für ein kleines Netzteil mit einer einstellbaren Ausgangsspannung ab 0 V. Im oberen Teil findet sich eine ganz normale Stromversorgung mit Sekundärwicklung des Trafos, Brückengleichrichter und Glättungselko. Im "Keller", gelb unterlegt, wird eine stabile Hilfsspannung von –1,25 V aufgebaut, auf der Spannungsteiler des LM317 steht. Ist P1 auf 0 gedreht, so gibt der LM 317, durch R2 eingestellt, +1,25 V ab, bezogen auf die Hilfsspannung von –1,25 V ergibt sich am Ausgang 0 V bezogen auf des Masseausgang. Normalerweise wird der LM317T benutzt, der auch auch mit einem Kühlkörper je nach abgerufener Stromstärke ausgerüstet sein muss. Wie wird die negative Spannung erzeugt? Betrachten wir den Wechselspannungsverlauf am Punkt A. Liegt die positive Halbwelle an, dann wird der Kondensator C1 geladen, denn dessen negative Elektrode liegt über D1 und Dx des Brückengleichrichters an der negativen Halbwelle des Wechselstroms. Wechselt Punkt A in die negative Halbwelle, dann wird die Ladung von C1 "nach unten", in den negativen Bereich verschoben und auf C2 über die Diode D1 entladen, elne Einweggleichrichtung. Somit haben wir eine negative Speisespannung, die einen LM337 speist. Dessen Referenzanschluss liegt auf Masse, R1 sorgt für den nötigen Stromfluss von 3,5 mA. (Die Idee mit der negativen Hilfsspannung wurde im Sommerheft 1978 der Zeitschrift elektor gezeigt) Die Achtungszeichen! Wie bei Gleichrichtung mit Glättungselko üblich baut sich über den Glättungselkos Cg und C2 eine Spannung auf, die höher als die Benennungsausgangsspannung des Trafos ist, und zwar mindesten um den Faktor √2 = 1,414. Und diese Spannung ist noch höher, wenn die Schaltung unbelastet läuft, denn dann gilt die Leerlaufspannung des Trafos, die etwa das 1,2 bis 1,5 -fache der Benennungsspannung betragen kann. Nehmen wir an, der Trafo habe eine Benennungsspannung von 18 V, dann entsteht am Glättungselko leicht eine Spannung in der Nähe von 18 ⋅ 1,2 ⋅ 1,41 = 30 V! Bei 24 V können das 40 V werden. Steht P1 auf 0, dann haben wir den gültigen Arbeitsbereich des LM317 fast überschritten. Das ist die erste Achtung! Ebenso ist "im Keller" bei hohen Spannungen Vorsicht  geboten: Der Strom durch den LM337 beträgt zwar nur ca. 10 mA (R3 || R1), aber über C2 kann sich eine hohe Spannung aufbauen, die z. B. 25 V, die mit 10 mA dem LM337 eine Verlustleistung von 250 mW abverlangt. Ein LM337LZ im TO92 Gehäuse wird dann schon heiß. In einem solchen Fall wäre der LM337T im TO220 Gehäuse passender. Auslegung von P1: Passende Potis gibt es in der Stufung 1k,  2,2k und 5k. Die Größe richtet sich nach dem Spannungsbereich, der durchfahren werden soll, oder kann, wenn man die Benennungsspannung des Trafos berücksichtigt. Der Bereich beträgt Uoutmax – Uoutmin = IR2 ⋅ RPoti. Ist dieser Hub zu klein, kann man R2 und R3 verkleinern, um einen höheren Stromfluss zu erreichen. Will man einen exakten Hub einrichten, dann muss man R2 und R3 durch eine Reihenschaltung Festwiederstand + Trimmpoti ersetzen. Zum Abgleich dreht man dann erst einmal an R2, bis der gewünschte Hub durch Drehen an P1 erreicht ist, und zieht dann mit P1 = 0 an R3 den Ausgang auf 0 V.

So verschaltet man den LMx17 als Konstantstromquelle. Verbraucher wie z. B. eine Reihe in Serie geschalteter LEDs betreibt man gerne mit Konstantstrom, weil sie dann eher eine gleichmäßige Helligkeit zeigen. Der Strom wird gesteuert durch R2, an dem wieder die 1,25 V abfallen. Hier fließt Imin = 5 mA. Soll der Strom Igewünscht größer sein, so muss R2 verkleinert werden: R2 = 1V25 / Igewünscht [ in A ]. Für LEDs mit 20 mA wäre dann 1,25 / 0,02 = 63,5, gewählt wird 56R. Will man eine variable Stromquelle (z. B. 5 – 200 mA) bauen, dann könnte man z. B. für R2 einen 470R Widerstand nehmen und diesem eine Reihenschaltung eines 6R8 Festwiderstands und eines 470R Potentiometers parallel schalten. De facto wäre das eine Steuerung von 5 mA bis 186 mA, was den Zweck erfüllen sollte. s. gestrichelte Darstellung. Zu beachten ist, dass die maximale Spannung über dem Verbraucher nur (Ubatt – 3V – 1,25V) betragen kann. Daraus kann für vorgegebene Imax und Umax  Daten des Verbrauchers die notwendige Versorgungsspannung Ubat berechnen. Ein Beispiel für den Benutzung einer Konstantstromquelle findet sich auf der Seite über Temperaturmessung.

Was ist mit der Reihe 117, 217 und 317 (und 137, 237 und 337)? Sie unterscheiden sich vor allem im zulässigen Temperaturbereich, die untere Temperatur liegt z. B. bei –55 °C, –25 °C und 0 °C (in derselben Reihenfolge). Auch können andere Parameter günstiger und evtl. enger toleriert sein, z. B. für die ...A–Typen dieser ICs. I. d. R. werden nur die Exemplare der 3x7er Typen angeboten, die für die üblichen Anwendungen ausreichen. Der bei großer Belastung notwendige Spannungsabfall von 3 V über den LMx37 kann stören. Zum einen muss man den Trafo mit höherer Benennungsspannung einsetzen oder man kann nicht in der Ausgangsspannung für einen gegebenen Trafo hoch genug werden. Dafür gibt es "Geschwister", die mit einem deutlich niedrigeren Betrag an Spannung zurecht kommen, die LDO–Regler. Diese gibt es von verschiedenen Herstellern, als Beispiel von sei genannt der LM1086–ADJ, in der Beschaltung identisch mit dem LM317T, kann aber nur bis zu 27,5 V regeln. Oder der unten aufgeführte LM 1117. Die Web–Seiten verschiedener Händler können mit dem Suchbegriff LDO gefiltert werden. Es gibt aber auch LDOs mit Festausgang, die dann wie die 78xx benutzt werden. Die LDOs sind meist auf wesentlich höhere Stromstärken ausgelegt als die x17er.

Der LM317 ist Jahrzehnte auf dem Markt, gibt's inzwischen was besseres? Ja, wenn es auf einen geringeren Spannungsabfall oder geringeren minimalen Strom ankommt (z. B. bei Batteriegeräten): die Reihe LM 1117. Die Beschaltung ist wieder mit den 317ern identisch. Beträgt bei den 317ern der Voltage Drop bis zu 3,5 V, liegt dieser bei den 1117ern bei ca. 1 V, also auch ein LDO-Verhalten. Auch ist die Mindest-Strombelastung mit 1 mA kleiner. Allerdings sind die dynamischen Werte der 317er besser, auch kann die Differenzspannung (Vin - Vout) bis zu 40 V betragen, während diese bei den 1117ern bei nur 20 V liegt. Die 1117er sind deutlich teurer. Zur Typbezeichnung: Die Spaßvögel in den USA haben aus der englischen Sprechweise three - one - seven einfach 3 times 1 + 7 = 1117 gemacht, vermute ich mal. Diese LM1117 gibt es in vielen Festspannungsstufen, bei denen der Spannungsteiler fest eingebaut ist. Will man den extern einstellbaren haben, muss man beim Bestellen genau auf die Bezeichnung schauen, meist hat die Teilenummer einen -ADJ Suffix.

Man kann sich von verschiedenen Herstellern oder Händlern die Datenblätter herunterladen. Empfehlenswert sind die von großen Herstellern, weil dort oft viele Schaltungsvorschlägen enthalten sind. Eine ganz unübliche Schaltung für die Stromversorgung eines älteren Taschenrechners, bei der eine Maximalspannung mit einer maximalen Stromabgabe verbunden ist, findet sich auf meiner Seite über den TI 57. Im Kern laufen alle auf eine Manipulation des R2 hinaus, um die Ausgangsspannung zu steuern oder eine Strombegrenzung zu erreichen.

Starten wir mit dem Prinzip des seriellen Reglers und modifizieren die interne Schaltung etwas. Rechts ist eine Diode parallel zum Ausgangstransistor geschaltet, die dem LMx35 noch extern hinzugelötet werden muss. Die interne Referenzspannung ist nun an den invertierenden Eingang des OPs gelegt und der nichtinvertierende Eingang ist nach außen geführt. Schaltet man  Plus an C, dann bleibt die Diode gesperrt. Verbindet man in Gedanken R mit C, dann sollte sich C auf genau Vref ein, wegen Differenzspannung der OP–Eingänge = 0 V. Das wäre für den Ausgangstransitor aber tödlich, denn es gibt kein strombegrenzendes Element im Kollektor–Emitter–Pfad. Deshalb gilt: Ein paralleler Regler benötigt immer einen Arbeitswiderstand gegen Plus! Dieser begrenzt den Strom und der Regler stellt diesen über den Transistor so ein, dass am Eingang R eine Vref–gleiche Spannung liegt. In anderen Worten: Das Teil verhält sich wie eine Z–Diode: Liegt Plus an der Anode, habe wir das normale Diodenverhalten, wird es umgekehrt angeschlossen und R liegt an C, dann gibts es für UC > Vref ein Durchbruchsverhalten. Dieses IC wird TL431 benannt, Vref liegt bei 2,5V. Das TL341A hat eine höhere Genauigkeit für Vref.

Links die Grundschaltung, die eine Spannung von 2,5 V liefert. In der Mitte die "normale" Beschaltung. Hier liegt wieder ein Spannungsteiler zwischen Vout über den Ref–Eingang auf Masse. Hier wird nun auf die Spannung am Ref–Eingang geschaut. Ist diese Spannung um wenige µV tiefer als die interne Vref–Spannung, dann wird der interne Transistor geringer angesteuert und damit der Strom reduziert, wodurch Vout ansteigt. Umgekehrt führt eine geringe Überspannung an R zu einem Aufsteuern des Transistors. Vout bleibt also konstant. Zur Auslegung: Normalerweise legt man den Strom durch den Spannungsteiler auf ca. 1 mA fest. Dadurch ergibt sich für R2 = 2V5 / 0.001 A = 2k5, gewählt wird 2k2, was den Strom auf 1,14 mA einstellt. R3 ergibt sich aus (Vout – 2V5) / 0,00114 A. Wie schon beim LMx35 wählt man entweder den nächsten passenden E12er Widerstand oder hangelt sich durch Serien– oder Parallelschaltung von zwei Widerständen an den korrekten Wert näher heran. Vout darf Werte bis 36 V annehmen. Hier ist der R3 der "Fahrstuhl" für die Ausgangsspannung. Zur Bestimmung von R1 muss man den maximalen Strombedarf Imax des Verbrauchers wissen, messen oder berechnen. Dazu addiert man den Strombedarf des ICs, der mindestens 1 mA zum Leben benötigt und den Strom durch den Spannungsteiler. I. d. R. gebe ich dafür 3 mA vor. Außerdem muss man das Verhalten der Plus–Speisespannung wissen, insbesondere Abschätzen, wie sich bei Batteriespeisung die Entladekurve bewegt. Wenn eine 9V–Blockbatterie benutzt wird, gehe ich von 7 V für Ubatt aus. Dann gilt: R1 =( Ubatt – Vout) / (Imax + 0,003A) und der nächstniedrigere Wert aus der E12er–Reihe wird gewählt. Wie bereits dargestellt, herrscht zwischen dem Regler und dem Verbraucher ein "wenn nicht Du, dann ich" Verhältnis. Das gilt insbesondere dann, wenn der Verbraucher beim Basteln oder Prüfen mal weggenommen wird und der Regler den gesamten Verbraucherstrom übernehmen muss. Er macht das bis zu 100 mA, aber begrenzt wird diese Übernahme durch die zulässige Verlustleistung, die bei 1,5 W liegt. Für 100 mA wären das theoretisch für Vout 15 V. In der Praxis beschränkt man sich aber auf Werte, die eine maximale Belastung von 200 mW nicht überschreiten.

Ein LDO-Regler mit Hilfe eines Transistors. Für eine Schaltung mit einem Mikrocontroller sollte ein kleines Stecker-Schaltnetzteil dienen, das einst eines unserer ersten Handys versorgte. Lt. Aufkleber 5 V, 400 mA. 5 V passt prima als Spanungsversorgung, nur ein Nachmessen der Leerlaufspannung zeigt 6,5 V an, was den MCU mit einer maximalen Versorgungsspannung von 5,5 V wohl ins Nirvana geschickt hätte. Und bei einer Prüfung sank die Spannung bei 100 mA auf 6 V. Bleiben also für eine Regelung nur ca. 1 V stehen. Das geht nur mit Hilfe eines Längstransistors. Über den 39 Ω Widerstand wird der TL431 versorgt und liefert auch den Basisstrom für den Transistor, der Regeleingang wird durch den Spannungsteiler auf 2,5 V gesetzt. Die Anode des TL431 regelt sich auf ca. 4,4 V ein. Die gemessene Leerlaufspannung beträgt 5,01 V. die Ausgangsspannung bei Last (ca. 100 mA) geht auf 4,98 V zurück! Besser geht's fast nicht. Nachteil: Die Schaltung ist nicht kurzschlussfest, aber damit kann ich leben. EIne andere Auslegung samt Bauanleitung ist hier.

Kann das TL431 in allen Fällen eine Zenerdiode ersetzen? In den meisten Fällen ja, aber es gibt einen Unterschied: Eine Z-diode sperrt, solange die Durchbruchsspannung nicht erreicht ist. Durch das TL431 fließt immer ein Strom wenn am Vref-Eingang eine Spannung = 2,5 V liegt, liegt diese darunter, sperrt das IC. Insoweit entspricht das Verhalten einer Z-Diode, aber im gesperrten Zustand fließt durch den parallelen Spannungsteiler immer noch Strom. Auf der Seite über Temperaturmessung finden sich viele Beispiele für den Einsatz des TL431. Und wieder wird verwiesen auf die Datenblätter der großen Hersteller, die oft zahlreiche Schaltungsbeispiele zeigen.

Wann setzt man einen der beiden Regler ein? Kommt der 317 mit einer Referenzspannung von 1,25 V ±0,05V daher, so sind diese Werte beim TL431A enger: 2,495 V ±0,025V. Diese Genauigkeit ist aber in den meisten Fällen irrelevant, sie können bei der industriellen Herstellung von Platinen eine Rolle spielen, wo man immer versucht, kostenträchtige Abgleicharbeiten zu vermeiden und deshalb ggf. die enger tolerierten LM 117, LM 137 oder TL431B und ...C–Typen benutzt. Für die stabile Spannungsversorgung einer ganzen Schaltung oder einzelner Teile davon wird man i. d. R. einen 317er benutzen, dessen Ausgangsspannung mit zwei Widerständen eingestellt wird. Der Spannungsabfall von mindestens 1,25 V muss in Kauf genommen werden, dafür kommt man mit minimalem Stromverbrauch aus. Bei der parallelen Regelung kann man den Spannungsabfall über R1 auch kleiner einstellen, dafür ist der Stromverbrauch des Reglers + paralleler Spannungsteiler + Verbraucher konstant, was sich bei Batteriebetrieb nachteilig auswirken kann.

Es sind alle Elemente eines Spannungsreglers enthalten, so wie im ersten Prinzipbild oben gezeigt. Aber, sie sind nicht direkt intern verschaltet, sondern fast alle Anschlüsse sind nach außen verlegt. Wir finden eine Referenzspannungsquelle (grün), die am REF–Ausgang nach außen geführt ist und eine hochkonstante Nominalspannung von 7,15 V (±0,35V) bei bis zu 15 mA abgibt. Gespeist wird das mit (VCC+ – VCC–) von 9,5 V bis 40 V. Der Differenzverstärker (Error Amplifier, orange) ist in dem nichtinvertierenden (+) und invertierenden (–) Eingang (INput) unverdrahtet und frei zugänglich, der Ausgang kann über den Anschluss zur Frequenzkompensation (Freq Comp) angesprochen werden. Der serielle Ausgangstransistor (Series Pass Transistor, blau) steuert den geregelten Ausgang (Regulated Output) an und kann mit 150 mA belastet werden. Der Kollektor ist frei beschaltbar. Die Ausgangsspannung kann an Vz über die Z–Diode um 6,2 V abgesenkt zum Ansteuern von Transistoren entnommen werden. Und es gibt noch einen Transistor zur Strombegrenzung (Current Limiter). Dessen Emitter (Curr Sens) liegt normalerweise am eigentlichen Stromausgang der kompletten Außenbeschaltung, während davor ein Messwiderstand liegt, der an Output  und der Basis (Curr Lim) angeschlossen ist.

Hier wurde die am REF-Ausgang ausgegebene Spannung für ICs verschiedener Hersteller gemessen. Man sieht, dass das obere mit 7,6 V eine für die Spezifikation schon außerhalb des genannten Bereichs liegende Spannung abgibt. Das mittlere IC trifft die Nominalspannung 7,15 V recht genau, das untere ist mit 7,2 V nur wenig daneben.

Betrachtet man wieder die am Eingang gezeigte Prinzipskizze eines seriellen Reglers, dann sieht man rechts die Prinzipskizze der Realisierung mit dem 723. Vref wird am REF–Pin ausgegeben und an den nichtinvertierenden Eingang (IN+) des Error–Amps (OP) geschaltet. Der Output wird an IN– gegeben. Der Ausgangstransistor wird so aufgesteuert, dass Vref auch am Ausgang liegt. Das sollte man aber so nicht konkret aufbauen, Gefahr der Zerstörung der Eingangstransistoren des OPs. Außerdem hat man nur die Spannung von REF am Ausgang.

Diese Beschaltung wird Grundschaltung für 2 V – ca. 7 V (Vref) genannt. Die Ausgangsspannung wird durch den Spannungsteiler R1 und R2 eingestellt. Zur Auslegung: Gegeben sei die Ausgangsspannung, z. B. 6 V. Diese 6 V müssen auch über R1 liegen. Legt man den Strom durch R1 auf 1 mA fest, dann errechnet sich der Wert für R1 = 6V / 0,001A = 6000R. Gewählt wird 5k6, was den Strom dann auf 1,07 mA einstellt. Nominell liegt der REF–Ausgang auf 7V15, dann ergibt sich für R2 = (7V15 – 6V) / 0,00107A = 1k08, gewählt wird 1k0. R3 soll für ein optimales Temperaturverhalten R3 = R1 || R2 betragen. In diesem Fall gilt dann R3 = 848R, gewählt wird 820R. Tipp für das Berechnen des Werts paralleler Widerstände: Es ist schneller, mit Leitwerten zu rechnen. Hier gilt als Eingabe auf dem Rechner: 5600 1/x + 1000 1/x = 1/x (Die Rechnertasten sind fett gedruckt). Diese Schaltung läuft für Eingangsspannungen von 9,5 V – 40 V und schwingt sehr wahrscheinlich. Abhilfe: s. C2 im nächsten Bild

Hier die Grundschaltung für den höheren Spannungsbereich von ca. 7 V (Vref) bis (theoretisch) 37 V. Man sieht den Tausch des Spannungsteilers R1,R2 mit R3. Dadurch wird der nichtinvertierende Engang auf REF geklemmt. Die Ausgangsspannung wird durch R1,R2 geteilt. Der Regler steuert den Längstransistor so auf, dass über R1 dieselbe Spannung abfällt, UR1 = REF! R2 darf jeden passenden Wert annehmen, auch 0R! Dann wird die Ausgangsspannung zu Vref. Neu hinzugekommen sind C1 und C2. C1 puffert die Referenzspannung, reduziert damit das Durchschlagen von Störungen auf dem Plus-Anschluss, zu denen auch die Endladekurven (Ripple) des Glättungskondensators bei höherer Stromabgabe gehören. Außerdem wird das Rauschen signifikant reduziert. C1 wird mit 5 µF empfohlen. C2 dient der Frequenzkompensation und verhindert Schwingungen auf dem Ausgang. Er wird immer zwischen dem FQ–Pin [13] und IN– [4] geschaltet. Der Wert sollte so klein wie möglich sein. In den Beispielen der Datenblätter schwankt dieser Wert zwischen 100 pF und 500 pF, nach meinen Beobachtungen können bis zu 2200 pF notwendig sein.

Ausgangsspannung 2 V – 37 V: Diese Schaltung kombiniert die beiden zuvor gezeigten Schaltungen. REF wird mit R3, R4 auf 2 V heruntergesetzt. Will man eine Festspannung erzeugen, so macht diese Schaltung nicht viel Sinn, setzt man für R2 aber ein Poti ein, dann kann man den genannten Spannungshub durchfahren. Aber: Dieses Mini-Netzteil ist nicht kurzschlussfest und liefert einen nur geringen Strom, der durch die maximal 150 mA des Längstransistors und der zulässigen Verlustleistung des ICs begrenzt ist. In dieser und der vorhergehenden Beschaltung steckt wieder ein Konstantstrompfad: Weil die Spannung über R1 festgehalten wird, fließt durch R2 und R1 ein konstanter Strom. R2 könnte also auch ein "Verbraucher" sein, der mit einem konstanten Strom versorgt werden kann oder muss.

Kurzschlussfest wird das ganze durch die Einfügung eines Fühlerwiderstands RSC am Ausgang und Nutzung des eingebauten Strombegrenzungstransistors. Der Suffix SC steht für Short Circuit (engl für Kurzschluss). Funktionsweise: Durch den Ausgangsstrom wird am RSC ein Spannungsabfall erzeugt. Übersteigt dieser ca. 0,6 V, dann öffnet der Strombegrenzungstransistor und zieht die Basis des Längstransistors nach unten, dessen Basis-Emitter.Spannung wird reduziert und damit sinkt der durchgelassene Strom. Das wiederum reduziert den Spannungsabfall an RSC. Es stellt sich also ein Gleichgewicht ein. Bemessen wird der RSC mit R = 0,6 V / Imax. Beispiel für 50 mA: R = 0V6 / 0,05A = 12R Der Einbau in die oben gezeigten Schaltungen müsste klar sein: Die Rückführung der Ausgangsspannung, gestrichelt gezeichnet, muss über die gezeigten Widerstände realisiert sein.

Für die Abgabe höherer Stromstärken oder bei höherer Verlustleistung muss man sich die Hilfe eines "dicken" äußeren Transistors holen. Dass kann, je nach auftretender Verlustleistung, ein BD135, BD165, 2 N 3055 (= TIP3055) oder entsprechende Äquivalente sein. Kühlkörpermontage ist dann angesagt. Der externe Transistor bildet mit dem internen Längstransistor eine Darlington-Schaltung, deren Kollektoren am Anschluss VC zusammengeführt sind. Dieser Anschluss kann, muss aber nicht, mit VCC zusammengelegt werden. Bei niedrigen Ausgangsspannungen, z. B. 5 V und 2 A kann es sinnvoll sein, den Trafo dieser niedirgen Spannung genügend auszulegen, was dann hinter dem Gleichrichter und Glättungselko die für VCC notwendige Mindestspannung von 9 V nicht erreicht. Man kann dann über eine dem Brückengleichtichter parallel liegende Spannungspumpe eine höhere Spannung erzeugen, die größer als 9 V wird. Eine Spannungspumpe für eine negative Hilfsspannung wurde oben bei der Abhandlung des 317 gezeigt. Damit wird der "Logik-Teil" des 723 über VCC versorgt, während der Ausgang über VC eine niedrigere Spannung erhält, was auch noch die über dem Transistor abfallende Verlustleistung reduziert. Man könnte auch den Kollektor des externen Transistors an eine ganz andere Spannungsquelle anschließen und VC mit VCC verbinden. Die getrennte Spannungsquelle könnte dann eine Spannung liefern, die über den maximalen 40 V des 723 liegt und durch passende Wahl der maximalen UCE Spannung des externen Transistors abgedeckt sein muss. Es wird berichtet, dass der ungeschützte Anschluss CS der Basis des Begrenzungstransistors diesen gefährden kann. Dort wird vorgeschlagen, an der mit "*" markierten Stelle einen Schutzwiderstand von 1k einzubauen. RSC berechnet sich für 2 A zu R = 0,6 V/ 2 A = 0R3 (1,2 W!). Es gibt Widerstände 0R33 mit 2 W, diese muss man aber mit Abstand frei fliegend auf einer Platine einlöten, sie werden heiß.

Version: 1.11  Copyright: Rolf Süßbrich, Dortmund,  07. 11. 2023